Схема инвертирующего усилителя с повторно-кратковременной самоустановкой нуля

Ниже по тексту на чертеже 1 представлена интерактивная модель схемы инвертирующего усилителя с повторно-кратковременной самоустановкой нуля. В схеме присутствует генератор, контролирующий состояние ключей. Его частота не меняется. Ни каких требований к её стабильности нет. И у всех ОУ с коррекцией смещения нуля, с некоторым допуском, она одна и та же. Оба аналоговых ключа могут быть либо в разомкнутом состоянии, либо в замкнутом. Если ключи замкнуты, то ОУ заряжает конденсатор до напряжения смещения нуля собственных входов. Когда ключи размыкаются, конденсатор не может быстро потерять заряд (токи утечки и входа ОУ малы) – схема будет работать как инвертирующий усилитель с коэффициентом передачи $K=-R_2/R_1$. Если входной сигнал будет равен нулю, то потенциал подключенного к резистору R1 вывода конденсатора не измениться. И напряжение на выходе ОУ, вот уже после перекоммутации ключей, будет почти тем же (в типовом случае меньше напряжения смещения нуля). Повторим иначе. Схема не усиливает напряжение смещения нуля в $K$ раз, а передает его на выход с коэффициентом передачи меньшим единицы. И смысл в подобном схемотехническом решении будет тем больше, чем больший коэффициент усиления должна иметь схема.

 

Уменьшите сопротивление 5Rk в цепи заряда конденсатора до минимальной величины (1 Ом). Запустите вычислительный процесс. Перейдите в любой подуровень чертежа, где есть свободное место. Постройте частотные характеристики (ЛАЧХ и ЛФЧХ). Убедитесь в том, что при замкнутых ключах запас устойчивости по фазе мал. Увеличьте сопротивление 5Rk до 200 Ом. Вновь активируйте команду построения ЧХ. Убедись в том, что частоте единичного усиления соответствует запас по фазе более 70 градусов.

Ознакомьтесь с другой классической ситуацией потери запасов устойчивости в подобных схемах. Пусть токоограничивающее сопротивление 5Rk останется равным 200 Ом. А сопротивления ключей будет минимальным (1 Ом), так же как и резистора Rk (допустимо удалить его из схемы). Т.е. мы рассматриваем схему, когда ОУ охвачен обратной связью в виде апериодического звена (RC-цепь) с частотой сопряжения наклонов ЛАЧХ более низкой, чем частота единичного усиления ОУ. В результате схема становиться неустойчивой. Запустите вычислительный процесс. Активируйте команду построения ЧХ. Убедись в том, что вблизи частоты единичного усиления запас по фазе стремиться к нулю.

Найдите датчики библиотеки анализа в модели. Ответьте на вопрос. Почему выполняется построение ЧХ для схемы в разомкнутом состоянии, когда она замкнута? Подумайте, каким образом можно построить ЧХ схемы при разомкнутых ключах.

Схема инвертирующего усилителя с периодической компенсацией дрейфа нуля

Генератор, коммутирующий ключи в схеме, определяет два ее состояния. После того как ОУ OA1 сбалансировал свой собственный ноль, усилители включаются по известной параллельно-последовательной схеме. В этом состоянии ошибка схемы (напряжение $U_{err}$) значительно уменьшается. Как это ни парадоксально, но и по переменной составляющей ее отрабатывает первый ОУ (OA1), меняя напряжение на конденсаторе C2. В результате, при следующем переключении ключей конденсатор C2 запомнит не только напряжение смещения ОУ OA2, но и добавит к нему текущее значение ошибки схемы. По этой причине нужно либо отказываться от измерений в этом состоянии схемы, либо использовать в качестве усилителя OA2 составной из прецизионного и быстродействующего (параллельно-последовательное включение). Описанный недостаток схемы не имеет ни какого значения, если речь идет об измерении постоянного напряжения. В этом случае усилитель OA2 может иметь низкий коэффициент усиления и не являться быстродействующим.

 

Параллельно-последовательный каскад на усилителе с периодической компенсацией дрейфа нуля

Представленная схема является вариантом построения классического параллельно-последовательного каскада. Напомним, что входы усилителя OA2 являются сумматором, и схема имеет два канала обработки сигнала ошибки ($U_{err}$). Первый – безинерционный. Второй – имеет модификации. В представленной ранее схеме это был операционный усилитель с резистивным делителем на выходе (апериодическое звено). А в данной схеме – это интегратор на операционном усилителе. Особой разницы нет. В первом случае частотная характеристика параллельных каналов обработки ошибки имеет вид 0-1-0; во втором 1-0. Использование интегратора делает возможным выбор более низкой частоты сопряжения участков 1-0 ЛАЧХ. В результате, в этой схеме, первый полюс частотной характеристики усилителя OA2 может быть более низкочастотным, а его коэффициент усиления – больше. Другими словами, эта схема позволяет перераспределить большую долю от общего коэффициента усиления каскада на усилитель OA2. В результате, переменная составляющая сигнала ошибки схемы, обработанная усилителем OA1, в данной схеме, будет иметь меньшую амплитуду. Именно эта особенность делает возможным применение в качестве усилителя OA1 усилителя с периодической компенсацией дрейфа нуля. (Напомним, основным недостатком этих усилителей является резкое увеличение напряжения смещения нуля на одном полупериоде работы внутреннего генератора, в случае, если выходное напряжение меняется).

Еще одна особенность функционирования усилителей с периодической компенсацией дрейфа нуля состоит в том, что если у двух их внутренних усилителей напряжение смещения отличается по величине или не совпадает по знаку, то осциллограмма ошибки $U_{err.OA1}$ будет иметь разрывы (поскольку усилителю балансировки нуля нужно переключать уровень выходного сигнала, поддерживая разные напряжения смещения). Проходя по цепям схем, разрывы вырождаются в импульсы длительностью в единицы микросекунд, амплитудой до 15 mV. На фильтр R2×C2 возложена задача пресечения их распространения.

 

Расчет схемы. С той целью, чтобы переменная составляющая на выходе интегратора не меняла своей амплитуды при изменении частоты входного сигнала следует добиться равенства его постоянной времени $T_и=R1·C1$ с постоянной времени, соответствующей первому полюсу операционного усилителя OA2 ($1/ω_1$). Постоянная времени фильтра $T_ф=R2·C2$ должна быть на полтора порядка меньше. В таком случае два параллельных канала обработки ошибки схемы (пропорциональный и интегрирующий) будут хорошо аппроксимироваться изодромным звеном, а фильтр R2×C2 не будет вносить дополнительных искажений в фазовую характеристику.

Хоть усилитель OA1 и выполнен по КМОП-технологии, и имеет малые входные токи; номинал резистора R1 не следует выбирать больше 100k. Конденсаторы C1 и C2 выбирают того же номинала (0.1 uF), что и непоказанные навесные конденсаторы, обеспечивающие функциональность усилителя OA1 (чтобы не расширять номенклатуру комплектации). В рабочем режиме, напряжение на выходе усилителя OA1 меняется с пренебрежимо малой амплитудой, но в переходном режиме включения или при насыщении схемы, выбрав номинал резистора R2 меньше чем 100 Om можно перегрузить слаботочный выходной каскад этого усилителя (обычно выполняемый по КМОП-технологии).

XX.XX.2006, 27.01.2007, 9.05.2015